同时使上述控制获得加速平稳、快速回响的性能，并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约电能(20~30)%。直流斩波器不仅能起调压的作用(开关电源)， 同时还能起到有效地抑制电网侧谐波电流噪声的作用。

DC/DC变换是将原直流电通过脉冲宽度调製（PWM）调整其占空比来控制输出的有效电压的大小。

DC/DC转换器又可以分为硬开关（Hard Switching）和软开关（Soft Switching）两种。硬开关DC/DC转换器的开关器件是在承受电压或流过电流的情况下，开通或关断电路的，因此在开通或关断过程中将会产生较大的交叠损耗，即所谓的开关损耗（Switching loss）。当转换器的工作状态一定时开关损耗也是一定的，而且开关频率越高，开关损耗越大，同时在开关过程中还会激起电路分布电感和寄生电容的振荡，带来附加损耗，因此，硬开关DC/DC转换器的开关频率不能太高。软开关DC/DC转换器的开关管，在开通或关断过程中，或是加于其上的电压为零，即零电压开关（Zero-Voltage-Switching，ZVS），或是通过开关管的电流为零，即零电流开关（Zero-Current·Switching，ZCS）。这种软开关方式可以显着地减小开关损耗，以及开关过程中激起的振荡，使开关频率可以大幅度提高，为转换器的小型化和模组化创造了条件。功率场效应管（MOSFET）是套用较多的开关器件，它有较高的开关速度，但同时也有较大的寄生电容。它关断时，在外电压的作用下，其寄生电容充满电，如果在其开通前不将这一部分电荷放掉，则将消耗于器件内部，这就是容性开通损耗。为了减小或消除这种损耗，功率场效应管宜採用零电压开通方式（ZVS）。绝缘栅双极性电晶体（Insulated Gate Bipolar tansistor，IGBT）是一种複合开关器件，关断时的电流拖尾会导致较大的关断损耗，如果在关断前使流过它的电流降到零，则可以显着地降低开关损耗，因此IGBT宜採用零电流（ZCS）关断方式。IGBT在零电压条件下关断，同样也能减小关断损耗，但是MOSFET在零电流条件下开通时，并不能减小容性开通损耗。谐振转换器（ResonantConverter ，RC）、準谐振转换器（Qunsi-Tesonant Converter，QRC）、多谐振转换器（Multi-ResonantConverter，MRC）、零电压开关PWM转换器（ZVS PWM Converter）、零电流开关PWM转换器（ZCS PWM Converter）、零电压转换（Zero-Voltage-Transition，ZVT）PWM转换器和零电流转换（Zero- Voltage-Transition，ZVT）PWM转换器等，均属于软开关直流转换器。电力电子开关器件和零开关转换器技术的发展，促使了高频开关电源的发展。

半导体技术进步是DC/DC技术变化的强大动力。

1、MOSFET的技术进步给DC/DC模组技术带来的巨大变化，同步整流技术的巨大进步。

2、Schottky技术的进步。

3、控制及驱动IC的进步。

a、高压直接起动

b、高压电平位移驱动取代变压器驱动

c、ZVS，ZCS驱动器贡献给同步整流最佳效果

d、光耦反馈直接接口PWM IC经历了电压型=>电流型=>电压型的转换，又经历了硬开关=>软开关=>硬开关的否定之否定变化。掌握优秀控制IC是製作优秀DC/DC的前提和关键。

4、微控制器及DSP进入DC/DC是技术发展的必由之路。

5、磁芯技术的突破是下一代DC/DC技术进步的关键，也是巨大难题。

1.外部输入电源电压的範围，输出电流的大小。

2. DC-DC输出的电压，电流，系统的功率最大值。

1. PWM IC的最大输入电压。

2.PWM开关的频率，这一点的选择关係到系统的效率。对储能电感，电容的大小的选择也有一定影响。

3.MOS管的所能够承受的最大额定电流及其额定功率，如果DC-DC IC内部自带MOS，只需要考虑IC输出的额定电流。

4. MOS的开关电压Vgs大小及最大承受电压。

1.电感量：大小选择主要由开关频率决定，大小会影响电源纹波;额定电流，电感的内阻选择由系统功耗决定。

2.二极体：通常都用肖特基二极体。选择时要考滤反向电压，前向电流，一般情况反向电压为输入电源电压的二倍，前向电流为输出电流的两倍。

3.电容：电容的选择基于开关的频率，系统纹波的要求及输出电压的要求。容量和电容内部的等效电阻决定纹波大小(当然和电感也有关)。

如何得到一个电源纹波相对较小、对系统其他电路干扰相对较小，而且相对稳定可靠的DC-DC电路，需要对以上电路的原理做如下修改：

1.输入部分：电源输入端需要加电感电容滤波。目的：由于MOS管的开关及电感在瞬间的变化会造成输入电源的波动，尤其是在系统耗电波动较大时，影响更为明显。

2.输出部分：

(1)假定C2的选择的100uF是正确的，我们想得到更小的纹波，可以将100uF的电容改成两颗47uF的电容(基于相同类型的电容);如果100uF电容採用的是铝电解，可以在原来的基础上加一颗10uF的磁片电容或钽电容。

(2)在输出端再加一颗电容和一颗电容对原来的电源做一个LC滤波，会得到一个纹波更小的电源。

1.输入电源与MOS的连线要儘可能的粗。

2. Vgs也要粗一点，千万不要以为粗细没关係，(注：一般系统功率相对较低时，输出电流不大，粗细的影响不明显)关键时刻会影响电源的稳定性。

3. CR1，L1儘量靠近Q1。C2儘量靠近L1。

4.反馈电阻的线儘量远离电感L1。

5.反馈电压的地与系统的地儘量的近，保持在一个电位上。

6. CR1的地线千万要粗，在MOS的打开的时间里，L1的电流是由CR1的通路提供，即由地流向L1。

在常见的DC/DC变换器中，有很多的套用技巧是不为工程师所掌握的。 现拿UTC P3596套用电路来作一个说明，与诸位分享交流：

当我们用这个电路做好Buck以后，电感量达到其Spec.的要求，却发现负载调整率过低。这种情况下，很多同学都认为晶片品质问题等等。 其实由于晶片的半导体工艺不能使内部的运放的频宽(bandwidth)做的很大。所以我们所做的要幺就是禁止内部的运放(象我们常见的384X电路1，2pin的连线方法);要幺就是外部来补偿，在R1上并一个无极性电容加速内部运放对输出电压的反应。

分析也不是仅针对UTC P3596的晶片，适用于全部的DC/DC，及其它的开关电源。

开关电源作为一个反馈系统，当我们选用一个运放来做PID(比例积分微分)，而我们选用运放要求的频宽要有足够的大，相应的相位裕度也比较大(当然在一定的性价比条件下)。 用于适应回响反馈中採样的低频至高频的信号!

我们做低成本的充电器，可以用稳压管。 功率再大一些，就选用TL431(内部一个运放加电晶体)。 对于精度要求更好的，我们肯定不会用TL431或稳压管。 呵呵~~~~结论还是自己分析会比较好!!!对于很多开关电源工程师来说，一但调试搞不定，就会说补偿没调好/变压器没绕好~~~原因为何?

我们首先看一下，UC384X内部结构图(注意看1/2脚之间的运放)：

如果我们把2脚接地，用1脚作为反馈端;这实际上，就是把这个内部的运放接成一个跟随器。就是把这个运放给禁止了!

在很多情况下，突然撤去负载或输入时，导致Buck电路内部的MOSFET损坏。

分析原因：基本上是输出级的能量无处泄放，一种是自然放电，一种就会反灌!

基本上解决的方法就是在这样的Buck电路中，输入级至输出级反方向接一个二极体。

延伸：为什幺我们在开关电源中所套用的MOSFET中会集成一个反向的体二极体啦!同样我们在用VR(7805/7808 etc.)儘量会加一个反向二极体。

也有很多人说，短路电流大或者短路效果不明显。

碰到这样的可以尝试换一个线径来绕制这个电感，因为不同的线径在相同的磁环(磁棒)上都可以绕制到需求的电感量。但不同的线经会产生不同的ESR(等效电阻)，而这个电阻是总负荷的一部分!